• Ешқандай Нәтиже Табылған Жоқ

Қолданушылардың таңдауы

Этап 6: A н a лиз последствий

2. Предлагаемая схема регенеративного демпфера для топологии обратного хода

Преимущество предложенного демпфера было достигнуто за счет интеграции вспомогательной индуктивности с главным трансформатором, таким образом, трансформатор теперь имеет третью вспомогательную обмотку.

Преимущество этого заключается в том, что энергия может быть возвращена непосредственно на вторичный выход с потенциалом повышения эффективности. Принципиальная схема предлагаемого восстановительного решения представлена на рисунке 1.

На рисунке 1 изображен преобразователь обратноходовой топологии с ограничителем напряжения, состоящим из ограничивающего конденсатора 𝐶𝐶𝑐𝑐 и фиксирующего диода 𝐷𝐷𝐶𝐶, а для отвода энергии фиксации здесь используется схема, образованная вспомогательным транзистором 𝑄𝑄𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 , вспомогательным диодом 𝐷𝐷𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 и обмотка вспомогательного трансформатора 𝑊𝑊𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕. Вспомогательный выключатель 𝑄𝑄𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 синхронизирован с главным выключателем и может включаться пассивно или активно. Синхронизация и приведение 𝑄𝑄𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 в действие с главным выключателем может быть выполнено отводом от𝑊𝑊𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 обмотки или с помощью дополнительной 4-й обмотки. Очевидно и заметно, что поведение схемы сильно зависит от таких параметров, как индуктивность рассеяния между обмотками трансформатора и вспомогательной обмоткой, соотношение витков 𝑊𝑊𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕/ 𝑊𝑊𝑃𝑃 и временные параметры переключения вспомогательного транзистора 𝑄𝑄𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕. Система основных уравнений для предлагаемого трехобмоточного трансформатора выглядит как уравнение (1):

⎩⎪

⎪⎧ 𝑈𝑈𝑝𝑝=𝐿𝐿𝑝𝑝∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝

𝑑𝑑𝑑𝑑 +𝐿𝐿𝑝𝑝𝑝𝑝∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝

𝑑𝑑𝑑𝑑 +𝐿𝐿𝑝𝑝𝑎𝑎∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕

𝑑𝑑𝑑𝑑 , 𝑈𝑈𝑝𝑝=−𝐿𝐿𝑝𝑝𝑝𝑝∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝

𝑑𝑑𝑑𝑑 − 𝐿𝐿𝑝𝑝∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝

𝑑𝑑𝑑𝑑 − 𝐿𝐿𝑝𝑝𝑎𝑎∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕

𝑑𝑑𝑑𝑑 , 𝑈𝑈𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕=−𝐿𝐿𝑎𝑎𝑝𝑝∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝

𝑑𝑑𝑑𝑑 − 𝐿𝐿𝑎𝑎𝑝𝑝∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝

𝑑𝑑𝑑𝑑 − 𝐿𝐿𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕

𝑑𝑑𝑑𝑑 ,

(1)

где 𝐿𝐿𝑝𝑝 - индуктивность первичной обмотки трансформатора, 𝐿𝐿𝑝𝑝 - индуктивность вторичной обмотки трансформатора, 𝐿𝐿𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 - индуктивность вспомогательной обмотки, 𝐿𝐿𝑝𝑝𝑝𝑝 =𝐿𝐿𝑝𝑝𝑝𝑝 - взаимная индуктивность первичной и вторичной обмоток трансформатора,𝐿𝐿𝑝𝑝𝑎𝑎 =𝐿𝐿𝑎𝑎𝑝𝑝 - взаимная индуктивность между первичными и вспомогательными цепями, 𝐿𝐿𝑎𝑎𝑝𝑝 =𝐿𝐿𝑝𝑝𝑎𝑎- вторичный к вспомогательной взаимной индуктивности. Положительные направления тока обмотки и положительные направления падения напряжения на обмотках трансформатора показаны на рисунке 2.

Рис.1.Предлагаемая регенеративная интегральная

схема демпфера и обратный преобразователь Рис.2.Предлагаемые обозначения напряжений и токов обмоток трансформатора

и выбранные положительные направления

ҚазҰТЗУ хабаршысы №6 2020 127 На рисунке 1 представлены некоторые четкие допущения: количество витков вспомогательной обмотки равно количеству витков первичной обмотки; 𝑊𝑊𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕=𝑊𝑊𝑝𝑝 ; связь между 𝑊𝑊𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕и другими обмотками трансформатора слабее, чем связь между первичной 𝑊𝑊𝑝𝑝 и вторичной 𝑊𝑊𝑝𝑝 обмотками. По нашему мнению, что для аналитических целей все полупроводниковые переключатели идеальны.

Рассмотрим случай, когда вспомогательный транзистор 𝑄𝑄𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 переключается комплементарно основному транзистору 𝑄𝑄𝑚𝑚, и здесь возникает задержка после 𝑄𝑄𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕выключения и 𝑄𝑄𝑚𝑚 включения.

Исходя из этих предположений, давайте рассмотрим шесть рабочих стадий в установившемся режиме для схемы на рисунке 1, и все они представлены в таблице 1.

Таблица 1. План работы коммутаторов

Этап 1 2 3 4 5 6

𝑄𝑄𝑚𝑚 вкл выкл выкл выкл выкл выкл

𝑄𝑄𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 выкл выкл выкл вкл выкл выкл

𝐷𝐷𝑝𝑝 в частности выкл вкл вкл вкл вкл вкл

𝐷𝐷𝑐𝑐 выкл вкл выкл выкл выкл выкл

𝐷𝐷𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 выкл выкл выкл выкл вкл выкл

Эквивалентные схемы приведены на рисунке 3 для каждой из шести ступеней.

Осциллограммы были сгенерированы в программном обеспечении моделирования LTspice для конкретных параметров схемы: индуктивность намагничивания трансформатора 𝐿𝐿𝑚𝑚 = 6400 мкг, коэффициент связи между первичной и вторичной обмотками 0,98, коэффициенты связи между вспомогательной и первичной обмотками и между вспомогательной и вторичной обмотками равны 0,8;

частота переключения около 67 кГц; входное напряжение 𝑉𝑉𝑖𝑖𝑖𝑖= 400 В, выходное напряжение 14 В и выходная мощность 145 Вт. Длительность этапов и моделируемые рабочие осциллограммы представлены на фиг. 4. Из рисунка 4 видно, что в нашем конкретном исследуемом случае ток вспомогательной обмотки

𝐼𝐼𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 протекает прерывистым способом проводимости. Рассмотрим случай, когда главный

выключатель 𝑄𝑄𝑚𝑚 включается в момент времени 𝑑𝑑0 после того, как ток во вспомогательной обмотке 𝑊𝑊𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕

затухает до нуля. К моменту 𝑑𝑑0 все первичные боковые полупроводниковые переключатели непроводящие, только вторичный диод 𝐷𝐷𝑝𝑝 проводит ток на выход, помогая обратному трансформатору разряжать оставшуюся энергию мощности через вторичную обмотку 𝑊𝑊𝑝𝑝.

а)

в)

д)

б)

г)

е)

Рис. 3. Эквивалент этапа цепей.

𝑉𝑉𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕напряжение вспомогательной обмотки в непроводящем состоянии,

𝑉𝑉𝑝𝑝напряжение первичной обмотки в непроводящем

Технические науки

128 №6 2020 Вестник КазНИТУ

2.1 Этап 1 (𝒕𝒕𝟎𝟎− 𝒕𝒕𝟏𝟏)

На данном этапе (рисунок 3(а)) включается главный выключатель 𝑄𝑄𝑚𝑚, первичная сторона трансформатора 𝑊𝑊𝑝𝑝 подключается к входной сети 𝑉𝑉𝑖𝑖𝑖𝑖, вторичный ток быстро понижается. После того как выходной выпрямитель 𝐷𝐷𝑝𝑝 получает обратное смещение, трансформатор начинает набирать мощность. На рисунке 3(а) вторичная обмотка 𝑊𝑊𝑝𝑝и выпрямительный диод 𝐷𝐷𝑐𝑐 частично затенены, поскольку большую часть времени данного этапа они не обеспечивают никакого тока. В то же время вспомогательные диоды 𝐷𝐷𝑐𝑐 и 𝐷𝐷𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕остаются непроводящими. Зажимной диод 𝐷𝐷𝑐𝑐 находится под обратным напряжением зажимного конденсатора 𝐶𝐶𝑐𝑐. Управляющие уравнения трансформатора на этом этапе будут выглядеть следующим образом: (уравнение (2))

⎩⎪

⎪⎧ 𝑉𝑉𝑖𝑖𝑖𝑖=𝐿𝐿𝑝𝑝∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝 𝑑𝑑𝑑𝑑 , 𝑈𝑈𝑝𝑝=−𝐿𝐿𝑝𝑝𝑝𝑝∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝 𝑑𝑑𝑑𝑑 , 𝑈𝑈𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕=−𝐿𝐿𝑎𝑎𝑝𝑝∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝

𝑑𝑑𝑑𝑑 ,

⎩⎪

⎪⎨

⎪⎪

⎧ 𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝 𝑑𝑑𝑑𝑑 =𝑉𝑉𝑖𝑖𝑖𝑖

𝐿𝐿𝑝𝑝, 𝑈𝑈𝑝𝑝 =−−𝐿𝐿𝑝𝑝𝑝𝑝

𝐿𝐿𝑝𝑝 𝑉𝑉𝑖𝑖𝑖𝑖,

|𝑈𝑈𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕| =𝐿𝐿𝑎𝑎𝑝𝑝

𝐿𝐿𝑝𝑝 𝑉𝑉𝑖𝑖𝑖𝑖 <𝑉𝑉𝑖𝑖𝑖𝑖.

(2)

На вспомогательной обмотке 𝑊𝑊𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 здесь отражается напряжение от первичной обмотки обмотке 𝑊𝑊𝑝𝑝, и потому в данном конкретном примере получилось, что 𝑊𝑊𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕=𝑊𝑊𝑝𝑝таким образом, напряжение, приложенное к вспомогательному диоду𝐷𝐷𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕, близко к нулю. На самом деле диод 𝐷𝐷𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 находится под небольшим напряжением обратного напряжения, потому что отраженное напряжение на 𝑊𝑊𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 меньше входного напряжения за счет падения напряжения на эквивалентной индуктивности утечки первичной стороны. Вспомогательная обмотка непроводящая, а вспомогательный переключатель 𝐷𝐷𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 находится под напряжением напряжения зажимного конденсатора.

Рис.4.Моделирование осциллограмм схемы обратного преобразователя предложенным регенеративным демпфером

𝑉𝑉𝑄𝑄 𝑚𝑚– сток от напряжения источника на 𝑄𝑄 𝑚𝑚 переключателе, 𝐼𝐼𝑄𝑄 𝑚𝑚 – ток 𝑄𝑄 𝑚𝑚 переключателя, 𝜑𝜑 𝑝𝑝

и 𝜑𝜑 𝐴𝐴𝐴𝐴𝐴𝐴 являются потенциалы соответствующих узлов на первичной и вторичной сторонах (см.

рисунок 1), 𝐼𝐼 𝑝𝑝 – ток вторичной стороны, 𝐼𝐼𝐶𝐶𝑐𝑐– ток зажим конденсатора 𝐶𝐶𝑐𝑐, 𝐼𝐼𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕– ток вспомогательной обмотки 𝑊𝑊𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕

2.2 Этап 2 (𝒕𝒕𝟏𝟏− 𝒕𝒕𝟐𝟐)

В момент 𝑑𝑑1главный выключатель выключается (см. рисунок 3(б)) и первичный ток трансформатора начинает заряжать зажим конденсатора 𝐶𝐶𝑐𝑐 через диод 𝐷𝐷𝑐𝑐 до тех пор, пока энергия утечки трансформатора не будет исчерпана, что происходит к моменту времени 𝑑𝑑2. Во время этой

ҚазҰТЗУ хабаршысы №6 2020 129 стадии ток вторичного диода поднимается от нуля. Трансформаторные управляющие уравнения для этапа 2 будут выглядеть следующим образом: (уравнение (3)):

⎩⎪

⎪⎧ 𝑈𝑈𝑝𝑝=𝐿𝐿𝑝𝑝𝑝𝑝∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝

𝑑𝑑𝑑𝑑 , 𝑉𝑉𝑜𝑜𝑎𝑎𝑑𝑑 =−𝐿𝐿𝑝𝑝∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝 𝑑𝑑𝑑𝑑 , 𝑈𝑈𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕=−𝐿𝐿𝑎𝑎𝑝𝑝∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝 𝑑𝑑𝑑𝑑 ,

⎩⎪

⎪⎨

⎪⎪

⎧ 𝑈𝑈𝑝𝑝=−𝐿𝐿𝑝𝑝𝑝𝑝 𝐿𝐿𝑝𝑝 ∗ 𝑉𝑉𝑜𝑜𝑎𝑎𝑑𝑑, 𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝

𝑑𝑑𝑑𝑑 =−𝑉𝑉𝑜𝑜𝑎𝑎𝑑𝑑

𝐿𝐿𝑝𝑝 , 𝑈𝑈𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 =𝐿𝐿𝑎𝑎𝑝𝑝

𝐿𝐿𝑝𝑝 ∗ 𝑉𝑉𝑜𝑜𝑎𝑎𝑑𝑑 <𝑉𝑉𝑜𝑜𝑎𝑎𝑑𝑑∗𝑊𝑊𝑎𝑎 𝑊𝑊𝑝𝑝.

(3)

Отраженное напряжение на вспомогательной обмотке 𝑊𝑊𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 равно напряжению зажима минус напряжение на индуктивности утечки трансформатора. Поскольку потенциал клеммы источника

𝑄𝑄𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕меньше напряжения зажима 𝜑𝜑 𝐴𝐴𝐴𝐴𝐴𝐴, поэтому переключатель 𝑄𝑄𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 останется обратным

смещенным, а внутренний диод 𝑄𝑄𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕, а также диод 𝐷𝐷𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕останутся непроводящими. Но 𝑄𝑄𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕находится под небольшим обратным напряжением, поэтому это хороший момент для включения переключателя

𝑄𝑄𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 . Но мы сделаем еще одну задержку, прежде чем 𝑄𝑄𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 включится. Продолжительность задержки

необязательна и может не длиться в течение двух этапов, как сделали мы. Поскольку потенциал клеммы источника 𝑄𝑄𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 ниже напряжения зажима 𝜑𝜑 𝐴𝐴𝐴𝐴𝐴𝐴, поэтому внутренний диод 𝑄𝑄𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕, а также диод

𝐷𝐷𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 остаются непроводящими.

2.3 Этап 3 (𝒕𝒕𝟐𝟐− 𝒕𝒕𝟑𝟑)

Эквивалентная схема этого этапа приведена на рисунке 3(в). К моменту 𝑑𝑑2 энергия утечки трансформатора истощается, а диод 𝐷𝐷𝑐𝑐 закрывается. Еще некоторое время после того, как главный выключатель 𝑄𝑄 𝑚𝑚 выключен, и до того, как вспомогательный выключатель 𝑄𝑄𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 включается. В течение этого промежутка времени первичная и вспомогательная обмотки трансформатора являются непроводящими, все полупроводники на первичной стороне являются непроводящими. Только вторичная сторона трансформатора разряжает энергию, полученную на этапе 1, на выход через диод 𝐷𝐷𝑝𝑝, и управляющие уравнения трансформатора будут выглядеть так: (уравнение (4)):

⎩⎪

⎪⎧ 𝑈𝑈𝑝𝑝=𝐿𝐿𝑝𝑝𝑝𝑝∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝 𝑑𝑑𝑑𝑑 , 𝑉𝑉𝑜𝑜𝑎𝑎𝑑𝑑 =−𝐿𝐿𝑝𝑝∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝 𝑑𝑑𝑑𝑑 , 𝑈𝑈𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕=−𝐿𝐿𝑎𝑎𝑝𝑝∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝 𝑑𝑑𝑑𝑑 ,

⎩⎪

⎪⎨

⎪⎪

⎧ 𝑈𝑈𝑝𝑝=−𝐿𝐿𝑝𝑝𝑝𝑝 𝐿𝐿𝑝𝑝 ∗ 𝑉𝑉𝑜𝑜𝑎𝑎𝑑𝑑, 𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝

𝑑𝑑𝑑𝑑 =−𝑉𝑉𝑜𝑜𝑎𝑎𝑑𝑑 𝐿𝐿𝑝𝑝 , 𝑈𝑈𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕=𝐿𝐿𝑎𝑎𝑝𝑝

𝐿𝐿𝑝𝑝 ∗ 𝑉𝑉𝑜𝑜𝑎𝑎𝑑𝑑<𝑉𝑉𝑜𝑜𝑎𝑎𝑑𝑑∗𝑊𝑊𝑎𝑎 𝑊𝑊𝑝𝑝.

(4)

В этом небольшом этапе ток вторичной стороны уменьшается.

2.4 Этап 4 (𝒕𝒕𝟑𝟑− 𝒕𝒕𝟒𝟒)

В данный момент 𝑑𝑑3 включается вспомогательный выключатель 𝑄𝑄𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 для разряда зажимного конденсатора𝐶𝐶𝑐𝑐 (рисунок 3 (в)). Таким образом, конденсатор 𝐶𝐶𝑐𝑐 разряжается непосредственно во вторичную сторону через соединенные обмотки 𝑊𝑊𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 и 𝑊𝑊𝑝𝑝, а также на утечку трансформатора и индуктивность намагничивания трансформатора. Линейный рост тока на 𝑊𝑊𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 определяется индуктивностью утечки, (уравнение (5)):

⎩⎪

⎪⎧ 𝑈𝑈𝑝𝑝=𝐿𝐿𝑝𝑝𝑝𝑝∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝

𝑑𝑑𝑑𝑑 +𝐿𝐿𝑝𝑝𝑎𝑎∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕

𝑑𝑑𝑑𝑑 , 𝑉𝑉𝑜𝑜𝑎𝑎𝑑𝑑 =−𝐿𝐿𝑝𝑝∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝

𝑑𝑑𝑑𝑑 − 𝐿𝐿𝑝𝑝𝑎𝑎∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕

𝑑𝑑𝑑𝑑 , 𝑉𝑉𝑐𝑐− 𝑉𝑉𝑖𝑖𝑖𝑖=−𝐿𝐿𝑎𝑎𝑝𝑝∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝

𝑑𝑑𝑑𝑑 − 𝐿𝐿𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕

𝑑𝑑𝑑𝑑 ,

⎩⎪

⎪⎪

⎪⎪

⎪⎧ �𝑈𝑈𝑝𝑝�<𝑉𝑉𝑐𝑐− 𝑉𝑉𝑖𝑖𝑖𝑖, 𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝

𝑑𝑑𝑑𝑑 = 𝐿𝐿𝑝𝑝𝑎𝑎

𝐿𝐿𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕(𝑉𝑉𝑐𝑐− 𝑉𝑉𝑖𝑖𝑖𝑖)− 𝑉𝑉𝑜𝑜𝑎𝑎 𝐿𝐿𝑝𝑝− 𝐿𝐿𝐿𝐿𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕2𝑎𝑎𝑝𝑝

𝑑𝑑𝑑𝑑𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕

𝑑𝑑𝑑𝑑 =−(𝑉𝑉𝑐𝑐− 𝑉𝑉𝑖𝑖𝑖𝑖)− 𝑉𝑉𝑜𝑜𝑎𝑎𝑑𝑑∗ 𝐿𝐿𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕− 𝐿𝐿𝐿𝐿2𝑎𝑎𝑝𝑝𝑝𝑝

(5)

где 𝐿𝐿𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 − 𝐿𝐿2𝑎𝑎𝑝𝑝 /𝐿𝐿𝑝𝑝 эквивалентная индуктивность утечки между вспомогательной и вторичной

сторонами, видимая/измеряемая со вспомогательной стороны. Из-за утечки между 𝑊𝑊𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 и первичной 𝑊𝑊𝑝𝑝 отраженное от нее напряжение на 𝑊𝑊𝑝𝑝 недостаточно велико, чтобы открыть зажимной диод 𝐷𝐷𝑐𝑐 и,

Технические науки

130 №6 2020 Вестник КазНИТУ

следовательно, первичная обмотка остается непроводящей. С момента 𝑑𝑑3 вторичный ток замедляется, и в нашем конкретном случае мы можем наблюдать некоторое увеличение за счет подачи энергии от зажима 𝐶𝐶𝑐𝑐 через вспомогательный выключатель 𝑄𝑄𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕. Можно выбрать значение индуктивности утечки и длительность этапа 3, чтобы сделать вторичный ток плоским во время проведения вторичного выпрямителя 𝐷𝐷𝑐𝑐, от времени 𝑑𝑑3 до 𝑑𝑑4, таким образом, среднеквадратичный ток может быть уменьшен.

Моделирование показывает, что если бы мы сделали больше времени для 𝑄𝑄𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕, чтобы быть открытым, например, за счет временной задержки между 𝑄𝑄𝑚𝑚 выключением и 𝑄𝑄𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕включением (этапы 2, 3), то напряжение зажима было бы ниже из-за увеличения времени разряда и наклон вторичного тока уменьшался бы. Кроме того, моделирование показывает, что уменьшение утечки между вспомогательной обмоткой и другими обмотками трансформатора приведет к снижению напряжения зажима, так как скорость разряда будет быстрее, увеличит пиковый ток для 𝑄𝑄𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕и увеличит наклон вверх вторичного тока.

2.5 Этап 5 (𝒕𝒕𝟒𝟒− 𝒕𝒕𝟓𝟓)

В течение этого периода времени (рисунок 3(д)), вспомогательный выключатель выключается, но здесь происходит некоторая задержка до момента времени 𝑑𝑑5, после чего включается главный выключатель. В момент 𝑑𝑑4 при𝑄𝑄𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 выключении вспомогательной обмотки ток начинает течь через вспомогательный диод 𝐷𝐷𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 до тех пор, пока не уменьшится до нуля. Управляющее уравнение трансформатора для этого этапа будет выглядеть следующим образом: (уравнение (6)):

⎩⎪

⎪⎧ 𝑈𝑈𝑝𝑝=𝐿𝐿𝑝𝑝𝑝𝑝∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝

𝑑𝑑𝑑𝑑 +𝐿𝐿𝑝𝑝𝑎𝑎∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕

𝑑𝑑𝑑𝑑 , 𝑈𝑈𝑜𝑜𝑎𝑎𝑑𝑑 =−𝐿𝐿𝑝𝑝∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝

𝑑𝑑𝑑𝑑 − 𝐿𝐿𝑝𝑝𝑎𝑎∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕

𝑑𝑑𝑑𝑑 , 𝑈𝑈𝑖𝑖𝑖𝑖 =−𝐿𝐿𝑎𝑎𝑝𝑝∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝

𝑑𝑑𝑑𝑑 − 𝐿𝐿𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕

𝑑𝑑𝑑𝑑 ,

⎩⎪

⎪⎪

⎪⎪

⎪⎧ �𝑈𝑈𝑝𝑝�<𝑉𝑉𝑐𝑐− 𝑉𝑉𝑖𝑖𝑖𝑖, 𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝

𝑑𝑑𝑑𝑑 = 𝐿𝐿𝑝𝑝𝑎𝑎

𝐿𝐿𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕∗ 𝑉𝑉𝑖𝑖𝑖𝑖+𝑉𝑉𝑜𝑜𝑎𝑎𝑑𝑑 𝐿𝐿𝑝𝑝− 𝐿𝐿𝐿𝐿𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕2𝑎𝑎𝑝𝑝

,

𝑑𝑑𝑑𝑑𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕

𝑑𝑑𝑑𝑑 =−𝑉𝑉𝑖𝑖𝑖𝑖+𝑉𝑉𝑜𝑜𝑎𝑎𝑑𝑑∗ 𝐿𝐿𝐿𝐿𝑎𝑎𝑝𝑝𝑝𝑝

𝐿𝐿𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕− 𝐿𝐿𝐿𝐿2𝑎𝑎𝑝𝑝𝑝𝑝 .

(6)

Таким образом, энергия утечки, связанная с 𝑊𝑊𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕, полностью разряжается обратно на вход. В результате энергия зажима полностью восстанавливается в основном вперед к вторичному выходу, частично обратно к входу и частично в виде энергии намагничивания трансформатора, полученной на этапе 5 от зажима 𝐶𝐶𝑐𝑐 через обмотку 𝑊𝑊𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕. В то время как ток 𝑊𝑊𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕 истощается, в то же время ток вторичного диода 𝐷𝐷𝑝𝑝 уменьшается, поскольку ток от зажимного конденсатора больше не питает вторичный выход и энергию утечки, связанную с выхлопами 𝑊𝑊𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕. Намагничивающий ток, полученный на этапе 5, также начинает течь во вторичной стороне, уменьшая ток диода 𝐷𝐷𝑝𝑝в прямом направлении. Потенциально возможно сделать мягкое выключение диода 𝐷𝐷𝑝𝑝 и мягкое включение 𝑄𝑄𝑚𝑚 путем поворота параметров трансформатора, например, это могло бы произойти, если бы топология обратного хода была ближе к режиму прерывистой проводимости. Длительность задержки между 𝑄𝑄𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕

выключением и 𝑄𝑄𝑚𝑚 включением следует принимать как можно дольше только для того, чтобы максимально уменьшить вторичный ток до включения основного выключателя. Но в нашем конкретном случае для исследовательских целей мы снова сделали эту задержку, чтобы продлиться еще один дополнительный этап.

2.6 Этап 6 (𝒕𝒕𝟓𝟓− 𝒕𝒕𝟔𝟔)

Эквивалентная схема этой схемы приведена на рисунке 3 (е). С момента времени 𝑑𝑑5до момента 𝑑𝑑6 как вспомогательная, так и первичная обмотки являются непроводящими. Все полупроводники на первичной стороне выключены. Обратный трансформатор продолжает подавать оставшуюся энергию на выходную вторичную сторону через диод 𝐷𝐷𝑐𝑐 с нисходящим вторичным током (уравнение (7)):

⎩⎪

⎪⎧ 𝑈𝑈𝑝𝑝=𝐿𝐿𝑝𝑝𝑝𝑝∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝 𝑑𝑑𝑑𝑑 , 𝑉𝑉𝑜𝑜𝑎𝑎𝑑𝑑 =−𝐿𝐿𝑝𝑝∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝

𝑑𝑑𝑑𝑑 −, 𝑈𝑈𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕=−𝐿𝐿𝑎𝑎𝑝𝑝∗𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝

𝑑𝑑𝑑𝑑 ,

⎩⎪

⎪⎨

⎪⎪

⎧ 𝑈𝑈𝑝𝑝=−𝐿𝐿𝑝𝑝𝑝𝑝 𝐿𝐿𝑝𝑝 ∗ 𝑉𝑉𝑜𝑜𝑎𝑎𝑑𝑑, 𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝

𝑑𝑑𝑑𝑑 =𝑉𝑉𝑜𝑜𝑎𝑎𝑑𝑑 𝐿𝐿𝑝𝑝 , 𝑈𝑈𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕=𝐿𝐿𝑎𝑎𝑝𝑝

𝐿𝐿𝑝𝑝 ∗ 𝑉𝑉𝑜𝑜𝑎𝑎𝑑𝑑 <𝑉𝑉𝑜𝑜𝑎𝑎𝑑𝑑∗𝑊𝑊𝑎𝑎

𝑊𝑊𝑝𝑝.

(7)

ҚазҰТЗУ хабаршысы №6 2020 131 3. Заключение

Чем выше коэффициент сцепления между вспомогательной и вторичной обмотками трансформатора, тем большая часть энергии утечки трансформатора рекуперируется непосредственно на вторичный выход. Это многообещающая особенность для повышения эффективности демпфера.

Величина магнитной утечки между вспомогательной и основной обмотками трансформатора влияет на среднеквадратичные токи вторичной стороны. Моделирование показывает, что параметр утечки может быть скорректирован для уменьшения среднеквадратичного значения вторичной стороны.

Условия для обеспечения вторичной стороны уменьшенного среднеквадратичного значения можно найти из уравнения (5), который действителен для стадии 4 (уравнение 8):

𝑑𝑑𝑑𝑑𝑝𝑝

𝑑𝑑𝑑𝑑 = 0⇒ 𝐿𝐿𝑝𝑝𝑎𝑎

𝐿𝐿𝑎𝑎𝑎𝑎𝜕𝜕(𝑉𝑉𝑐𝑐− 𝑉𝑉𝑖𝑖𝑖𝑖)− 𝑉𝑉𝑜𝑜𝑎𝑎𝑑𝑑= 0 (8)

Синхронизация и приведение в действие вспомогательного выключателя предложенного демпфера может осуществляться с помощью отвода от обмотки вспомогательного трансформатора или с помощью дополнительной четвертой обмотки трансформатора. Это движущее решение может помочь сохранить внедрение демпфер экономически эффективным. Небольшая задержка между выключением главного выключателя и включением вспомогательного выключателя облегчает ZVS для вспомогательного выключателя. В частности, с учетом изложенного в документе было предложено сделать еще одну задержку между действием выключения вспомогательного выключателя и действием включения основного выключателя. Эта задержка уменьшает вторичный ток перед выключением вторичного выпрямителя. Эта задержка может быть сделана, например, путем адаптивной настройки на основе предыдущего измерения периода времени. Включение такого рода задержки является необязательным и, безусловно, усложнит работу демпфера. Моделирование показывает, что если обратный преобразователь работает близко к режиму прерывания проводимости, то задержка облегчает ZCS и ZVS как для вторичного выпрямителя, так и для первичного главного переключателя. Это происходит потому, что после выключения вспомогательного трансформатора ток индуктивности намагничивания, полученный на этапе 4, начинает течь во вторичную сторону, уменьшая вторичный ток.

Выводы

В данной работе анализируется новый интегрированный полуактивный регенеративный (без потерь) демпфер. В предлагаемом новом регенеративном демпфере вспомогательный индуктор интегрирован с обратным трансформатором, таким образом, что схема источника питания имеет меньшее количество магнитных компонентов и экономит пространство печатной платы. Свойства предлагаемого решения критически зависят от множества параметров, поэтому результирующий эффект демпфера и его побочные эффекты чувствительны к конкретной реализации.

Перспективной особенностью повышения эффективности демпфера является то, что большая часть энергии утечки трансформатора рекуперируется непосредственно на вторичный выход.

Величина магнитной утечки между вспомогательной и основной обмотками трансформатора влияет на среднеквадратичные токи вторичной стороны, и игра с этим параметром может привести к снижению среднеквадратичных токов вторичной стороны и дальнейшему повышению КПД.

Задержка между выключением главного выключателя и включением вспомогательного выключателя облегчает ZVS для вспомогательного выключателя. Он также может помочь обеспечить нулевой режим переключения напряжения для основных силовых полупроводников.

Благодарность

Работа выполнена при финансовой поддержке Комитета науки Министерства образования и науки Республики Казахстан в рамках проекта АР № 05132936 «Разработка и исследование искусственного зрения робототехнических систем».

ЛИТЕРАТУРА

[1] Tadvin S. M., Shah S. R. B., Hossain M. R. T. A Brief Review of Snubber Circuits for Flyback Converter. 3rd International Conference for Convergence in Technology (I2CT), Pune, 2018.

[2] Liu S., Zhang F., Zhang Q. Optimal design of RCD parameters in flyback converter. International Symposium on Computer, Consumer and Control (IS3C), Xi’an, 2016, p. 583-586.

[3] Wu T. F., Liang S. A., Lee C. H. A family of isolated single-stage ZVS-PWM active-clamping converters.

30th Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference, Vol. 2, 2016, p. 665-670.

[4] Li Q., Lee F. C. Design consideration of the active-clamp forward converter with current mode control during large-signal transient. IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 18, Issue 4, 2003, p. 958-965.

Технические науки

132 №6 2020 Вестник КазНИТУ

[5] Watson R., Lee F. C., Hua G. C. Utilization of an active-clamp circuit to achieve soft switching in flyback converters. IEEE Transactions on Power Electron., Vol. 11, Issue 1, 1996, p. 162-169.

[6] Mo Q., Chen M., Zhang Z., Zhang Y., Qian Z. Digitally controlled active clamp interleaved flyback converters for improving efficiency in photovoltaic grid-connected micro-inverter. 27th Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), Orlando, 2012, p. 555-562.

[7] Halder T. An improved hybrid energy recovery soft switching snubber for the flyback converter. IEEE International Conference on Power Electronics, Drives and Energy Systems (PEDES), Bengaluru, 2012.

[8] Jailyn P., Dheeraj A., Rajini V. Analysis of active clamp flyback converter. Modern Applied Science, Vol. 9, Issue 1, 2015, p. 12-24.

[9] Yang S., Qian Z., Ouyang Q., Peng F. An improved active-clamp ZVS forward converter circuit. 23rd Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, Austin, 2008, p. 318-322.

[10] Larousse S., Razik H., Cellier R., Abouchi N., Volay P. Active Dead-time optimization for wide range flyback active-clamp converter. International Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion, Renewable Energy and Energy Management PCIM Europe, 2016.

[11] Ninomiya T., Tanaka T., Harada K. Analysis and optimisation of a nondissipative LC turn-off snubber IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 3, Issue 2, 1988, p. 147-156.

[12] Petkov R., Hobson L. Analysis and optimisation of a flyback convertor with a nondissipative snubber. IEE Proceedings on Electric Power Applications, Vol. 142, Issue 1, 1995, p. 35-42.

[13] Hirokawa M., Ninomiya T. Nondissipative snubber for rectifying diodes applied to a front-end power supply.

Proceedings IEEE PCC-Osaka, Vol. 3, 2002, p. 1176-1181.

[14] Liao C., Smedley K. Design of high efficiency Flyback converter with energy regenerative snubber. Twenty- Third Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, Austin, 2008, p. 796-800.

[15] Jinrong Qian, Da Feng Weng Leakage energy recovering system and method for flyback converter. US 6473318, 2002.

[16] Qian Jinrong, Weng Da F. Voltage Clamping System and Method for a Dc/Dc Converter. WO02/41479A2, 2002.

[17] Tsu Hua Ai A novel integrated nondissipative snubber for flyback converter. IEEE ICSS2005 International Conference on Systems and Signals, 2005, p. 66-71.

[18] Vartak C., Abramovitz A., Ma Smedley K. Analysis and design of energy regenerative snubber for transformer isolated converters. IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 29, Issue 11, 2014, p. 6030-6040.

[19] Mohammadi M., Ordonez M. Flyback lossless passive snubber. IEEE Energy Conversion Congress and Exposition, 2015, p. 5896-5901.

[20] Fornage Martine Method and Apparatus for a Leakage Energy Recovery Circuit.US2009/0225574A1, 2009.

[21] Gregory Allen Kern, Tilak Gopalarathnam Power Converter and Methods for Active Leakage

[22] Джунусбеков Э.Ж., Тултаев Б., Балбаев Г.К. Метод восстановления энергии утечкитрансформатора KZ2018 / 0377.1, 2017.

Балбаев Ғ.Қ., Алтынбекова Л.Б., Жетенбаев Н.Т.

Робототехникалық жүйелердегі кері топологиясы бар түрлендіргіштер үшін жаңа регенеративті схема

Түйіндеме. Бұл мақалада жаңа интеграцияланған жартылай белсенді қалпына келтіретін (жоғалтпайтын) демпфер ұсынылады. Ұсынылған демпферлік топология негізгі трансформаторға салынған демпферлік индуктормен сипатталады, бұл компоненттер санын азайтады және ПХД кеңістігін үнемдейді. Демпферлік индуктивтіліктің екінші реттік орамамен ішінара қосылуы трансформатордың ағып кету энергиясының бір бөлігін демпфердің тиімділігін арттыру потенциалымен тікелей екінші реттік орамаға қайтаруға мүмкіндік береді. Ұсынылған демпфердің жұмысы талданып, модельдеу нәтижелері ұсынылды.

Түйінді сөздер: рекуперативті демпферлік тізбек, кері соққы, негізгі трансформатормен біріктірілген көмекші индуктивтілік, трансформатордың ағып кету энергиясын қалпына келтіру, жартылай белсенді демпфер.

УДК 004.896

G.K. Balbayev, B. T. Shingissov, N.T. Zhetenbaev ADAPTIVE FILTER FOR ROBOTIC SYSTEMS

Abstract: This work uses a simple model of the vestibular-ocular reflex using MATLAB/Simulink to model the oculomotor plant. The main task of the vestibular-ocular reflex model is to convert vestibular signal motor commands into oculomotor settings, in other words, the speed of the head into the speed of the eye. Also, in this work, models of the main vestibulocular reflex system and how adaptive target control is performed are considered in detail.

Key words: Vestibulocular reflex, cerebral, adaptive filter, robotics.

ҚазҰТЗУ хабаршысы №6 2020 133 Ғ.Қ. Балбаев1, Б.Т. Шингисов2, Н.Т. Жетенбаев3

(1Ғылым Ордасы, Алматы, Казахстан

2Алматинский университет энергетики и связи имени Гумарбека Даукеева, Алматы, Казахстан

3Satbayev University, Алматы, Қазақстан

*E-mail: gani_b@mail.ru , beibit_tumen@mail.ru, nursultan.zhetenbaev@mail.ru) РОБОТОТЕХНИКАЛЫҚ ЖҮЙЕЛЕР ҮШІН АДАПТИВТІ СҮЗГІ

Түйіндеме. Бұл жұмыста Matlab/Simulink арқылы вестибуло-көз рефлексінің қарапайым моделі окуломоторлы өсімдікті модельдеу үшін қолданылған. Вестибулоокулярлық рефлекс моделінің негізгі міндеті вестибулярлық сигналды мотор командаларына окуломоторлық қондырғыларға, басқаша айтқанда, бастың жылдамдығын көздің жылдамдығына түрлендіру. Сондай-ақбұл жұмыста Вестибулоокулярлық рефлекс негізгі жүйесінің моделі және мишықтың адаптивті басқаруды қалай жүзеге асыратындығы туралы егжей-тегжейлі қарастырылған.

Түйіндісөздер: Вестибулоокулярлық рефлекс, церебральды, адаптивті сүзгі, робототехника.